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1引言
随着电力电子技术、微机控制技术以及大规模集成电路的发展，基于集成PWM电路构成的变频调速系统以其结构简单、运行可靠、节能效果显著、等突出优点而得到广泛应用。本文介绍的GTRSPWM变频调速系统是以大规模专用集成电路HEF4752和单片机（8098）为核心构成的控制电路，由HEF4752产生的三相PWM信号经隔离、放大后，驱动由GTR构成的三相桥式逆变器，使之输出三相SPWM的波形，实现异步电机变频调速。
2HEF4752简介
HEF4752是采用LOCMOS工艺制造的大规模集成电路，专门用来产生三相PWM信号。它的驱动输出经隔离放大后，既可驱动GTO逆变器，也可驱动GTR逆变器，在交流变频调速和UPS中作中心控制器件。
2.1主要特点
1）能产生三对相位差120°的互补SPWM主控脉冲，适用于三相桥结构的逆变器；
2）采用数控方式不仅能提高系统控制精度，也易于与微机联机；
3）采用多载波比自动切换方式，随着逆变器的输出频率降低，有级地自动增加载波比，从而抑制低频输出时因高次谐波产生的转矩脉冲和噪声等所造成的恶劣影响。调制频率的可调范围为0～100Hz，且能使逆变器输出电压同步调节。
4）为防止逆变器上下桥臂器件直通，在每相主控脉冲间插入死区间隔，间隔时间连续可调。
2.2引脚说明
HEF4752为28脚双列直插式标准封装DIP芯片，它有7个控制输入，4个时钟输入，12个驱动逆变器输出，3个控制输出。其外部管脚排列如图1所示。各管脚功能描述如表1所列。
2.3HEF4752工作原理
HEF4752是一种基于同步式双缘调制原理产生SPWM信号的专用集成电路,其原理框图如图2所示。
2.3.1输入功能
1）输入I用来决定逆变器驱动输出模式的选择，当I为低电平时，驱动模式是晶体管，当I为高电平时，驱动模式是晶闸管；
2）输入控制信号K和时钟输入OCT共同决定逆变器每对输出信号的互锁推迟间隔时间；
3）相序输入CW用来控制电机转向。当CW为低电平时，相序为R、B、Y；当CW为高电平时，相序为R、Y、B；
4）输入L用来控制起动/停止，L为低电平时，在晶体管模式下封锁HEF4752所有的脉宽调制驱动输出，但产生输出信号的内部电路仍在继续“运行”。L为高电平时解除封锁。L除起停电路外，还可方便地用于过流保护；
5）控制输入A、B、C供制造过程试验用。工作时必须接到Vss（低电平）。但A还有一个用处，即刚通电时，A置高电平初始化整个IC片，被用作复位信号；
6）时钟输入
频率控制时钟（FCT）控制输出PWM信号的基波频率，即决定逆变器的输出频率fout，从而控制电机转速，fFCT=3360×fout。电压控制时钟（VCT）控制PWM信号的基波电压幅值，使输出电压自动地正比于其输出频率，在给定的输出频率下，平均逆变输出电压的幅度由fVCT控制。参考时钟（RCT）是一个固定时钟，它决定逆变器的高开关频率fs(max)，fRCT=280×fs(max)，一旦fRCT确定，则HEF4752输出脉冲的调制频率就在0.6fs(max)～fs(max)之间变化，且逆变器的开关频率是输出频率的严格整数倍fs=N×fout，N为频率比，其N值为15，21，30，42，60，84，120，168；
7）输出推迟时钟（OCT）控制HEF4752每对输出信号互锁推迟间隔时间τd（对晶体管模式）以防逆变器同一桥臂上、下两只开关器件导通引起直通，推迟间隔时间的选择端（K）一起决定τd的长短，其关系式为
一般情况K保持为高电平，通常可取fRCT=fOCT。
2.3.2输出功能
1）逆变驱动输出HEF4752有六个主驱动输出组成三个互补对，还有和每一主输出相关联的辅助输出。在驱动GTR逆变器时，输出波形是双边沿调制的脉宽调制波，其调制原理可由图3加以说明。图中假定载波在一个周期内有9个脉冲（这个脉冲数被称为频率比），载波脉冲的两个边沿都用一个可变的时间间隔量δ加以调制，使δ∝sinθ（θ为未被调制时载波脉冲边沿所处的时间，或称角相位）。sinθ>0时，该处的脉冲变宽；sinθ<0时，该处的脉冲变窄。三相输出的调制脉冲波相位互差120°，如图3中UR、UY、UB所示。图3中的VRY是R相和Y相间的线电压波形。这个脉冲波平均值的波形接近正弦波。显然，频率比N的值越大，线电压平均值的波形就越接近正弦波，而良好的正弦波输出，正是交流电机所要求的。
2）控制输出RSYN是一个脉冲输出，其频率等于fout，脉宽等于VCT时钟的脉宽，主要为触发示波器扫描提供一个稳定的参考信号。
输出电压模拟信号VAV为一数字信号，它模拟逆变器输出线电压的平均值。它不受互锁推迟间隔的影响，也不被控制输入L封锁，其频率等于逆变输出频率fout，并为6fout所调制，VAV在fVCT的闭环控制中非常有用，可用来改善输出电压对输出频率关系的非线性。
逆变器开关输出CSP是一脉冲串，不受L状态的影响，其频率为逆变器开关频率的2倍，其中每一脉冲的下降沿发生在主输出的零调制点。
3系统的硬件电路
整个系统的硬件电路由主电路、控制电路、驱动电路、保护电路等构成，其电路框图如图4所示。
3．1主电路
其形式是AC/DC/AC逆变电路，由三相整流桥、滤波器、三相逆变器及电流互感器LEM组成。三相交流电经三相桥式整流后，得到脉动直流电压，再经电容器C1、C2和均压电阻R1、R2组成的储能、滤波后以直流电压供给逆变器。主开关器件选用日本富士公司生产的EHR系列的6单元GTR模块，构成本系统三相逆变器。
3.2控制电路
8098单片机及外围电路芯片8254，2764、74LS273、74LS139和HEF4752三相PWM产生器构成本系统控制电路，其控制框图如图5所示。
单片机除完成对HEF4752的初始化、输出脉宽控制、频率控制外，还完成数据处理、模拟信号与数字信号的检测、保护功能的逻辑判断。在系统通电时，HEF4752必须有初始化过程。在初始化的前半段，内部电路应被清零，要求至少送3360个脉冲进入FCT端。在初始化的后半段，输入脚的所有输入状态都必须建立起来。如果FCT从零开始起动，好以0.04fRCT的频率送3360个脉冲给FCT端，否则，HEF4752的前几个输出脉冲将是以频率比N=15而不是168送到逆变器，这有可能对逆变器造成损害。
3.3驱动电路
GTR基极驱动电路的性能直接影响着GTR的工作状况，在设计和选择基极驱动电路时，应考虑优化驱动和自动快速保护的特点。本系统驱动电路由UAA4002构成。HEF4752输出PWM信号经脉冲变压器或光电耦合器，通过驱动模块UAA4002对工作于开关状态的GTR模块实现优基极驱动。其正向驱动能力为0.5A，反向驱动能力为－3A，如果需要增加驱动能力，可外接功放晶体管加以扩展。
3.4保护电路
为使GTR逆变器安全工作，控制电路中必须有保护电路。保护电路的功能包括过压保护、过流保护、过载保护。采用电流传感器模块（LEM）测三相逆变器的输出电流，电流检测信号经测量电阻转换成电压信号。过压保护信号取自主电路滤波电容器端，经电阻分压后获得。为防止高压信号进入控制电路，而采用光电隔离。一旦检测值超过给定值，保护电路发出的信号和来自单片机的控制信号一起封锁了HEF4752三相PWM脉冲输出，使GTR关断。
4系统软件设计
软件程序设计是整个系统控制设计的核心，它控制逆变器的输出特性，如电压、频率范围、稳定度、可靠性等，图6为系统的程序框图。
本系统的控制程序功能如下：
1）8098单片机、外围芯片及HEF4752的初始化，满足系统的通电条件，确保逆变器的安全运行。在系统通电时，需对HEF4752进行初始化，此时其输出被封锁，以建立起正确的时钟和输入条件，使逆变器的功率器件不致因HEF4752的误输出而损坏。
2）合理选用逆变器的输出控制方式。逆变器输出频率为0～60Hz，输出频率小于50Hz时，电动机运行在恒转矩特性段；输出大于50Hz时，电动机运行在恒功率特性阶段。为了补偿低频段定子绕组压降，在低频段适当地改变fVCT值。图7为逆变器实际的电压频率运行曲线。
3）逆变器输出频率由面板的电位器给定。在初始化完成后，由软件改写中断挂号寄存器INT－PENDING，以期产生A/D完成中断，读入初始给定的频率值，随后的设定值由A/D完成中断，每隔100ms定时读入，并经中值滤波，以消除干扰的影响，用软件控制HEF4752输出的PWM脉冲。
4）根据给定的变化，控制电机平滑、快速地跟踪给定转速。系统有积分软起动功能，用户可突给频率，使输出平滑地跟随给定的变化。系统还设有快/慢启动及正/反转开关供用户选择。
5）在程序中还安排了故障及显示程序。一旦出现故障，可自动切断主电路电源、封锁PWM信号输出，判别故障类型并显示出来。
5结语
本系统采用8098单片机和三相PWM产生器HEF4752后，使系统硬件结构大为简化，元器件减少，结构紧凑，成本降低，提高了系统的稳定性，在中小型异步电机调速与不间断电源应用方面具有一定的应用价值。
在材料保护领域，等离子体表面处理、阳极氧化、微弧氧化、脉冲电镀等新技术正在国内兴起。工业生产需要的特种电源以大功率正负脉冲电源为先进的一种。电源的研制过程中，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)始终是功率开关器件的。他集MOSFET的输入阻抗高、驱动容易、开关速度快、无二次击穿和GTR的通态压降低、高压大电流化容易等优点于一体，是目前脉冲电源中的主要功率开关器件。IGBT的可靠工作是脉冲电源可靠工作的基础，在对IGBT的保护中，过流保护是关键技术之一，脉冲电源能否稳定、可靠地工作，很大程度上取决于过流检测保护电路设计的优劣。
1 典型控制方案
1．1 IGBT的失效机理
IGBT在短路和过流时，如不迅速加以保护就会导致器件失效，其主要原因有：超过热极限、发生擎住效应、器件过压击穿等。
(1)超过热极限 器件短路时的功耗将导致器件芯片温度迅速上升。若温度超过250℃，由于芯片材料硅的本征化将会导致IGBT迅速热击穿而损坏。
(2)发生擎住效应 IGBT结构上存在寄生晶闸
管，在极大的短路电流下关断IGBT时极易发生动态擎住导致器件损坏。
(3)器件过压击穿 大电流下关断IGBT时极大的dI/dt在回路电路中产生的关断电压尖峰有可能使IGBT因雪崩击穿而损坏。
1．2 IGBT的特性曲线
图1是IGBT短路时的输出特性。他说明IGBT的短路电流Isc随电源电压VCC增加而增加，也随栅极驱动电压VGE增加而增加，栅极驱动电压VGE的幅值不宜过大。
图2是IGBT的允许短路时间tSC，短路电流Isc与栅极驱动电压的关系，由图2可知，当IGBT短路时，及时减小VGE可以使ISC减小和延长。
图3是IGBT的饱和导通压降VCES和集电极电流Ic的关系。该图表明，VCES和Ic近似成线性关系，可以通过检测集电极电位来判断IGBT是否过流。
1．3 常用检测电路
根据以上IGBT的3个特性曲线，利用通过检测集电极饱和压降来判断IGBT是否过流这一原理，可以派生出很多检测电路，文献［1～3］中均有介绍。其中较为常见的电路如图4所示［1］。
此电路由一比较器实现。图4中D为高反压快速恢复二极管，电位器W用于调整V＋。当管子正常导通流时，Vce＋Vd(Vd为二极管D的正向导通压降)低于V＋，比较器输出高电平；当发生过流时，Ic急剧增加，使Vce上升很多，有Vce＋Vd高于V＋，比较器输出低电平，通过光耦产生过流保护信号(低电平有效)。
通过检测其集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法直接，但在电路设计时遇到2个问题：
(1)IGBT通态时，Vce只有几伏电压，IGBT关断时，Vce却有几百伏电压，相差如此大的检测信号怎样协调统一。因检测电路直接与控制电路相连，不希望有强电信号进入，以免干扰和冲击控制电路。
(2)由于IGBT管在快速大电流能断状态下工作，要求检测电路输入阻抗高，输入电容小。鉴于以上两点，选择舍弃通过检测集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法，而考虑在主回路上直接进行检测。
2 双重保护控制电路
2．1 主电路原理图
主电路为载波电路，如图5所示。
图5中I1，I2为采样电流，V1，V2为采样电压。I1，V1分别为正向电流和正向电压；I2，V2分别为反向电流和反向电压。
2．2 控制系统原理图控制电路如图6所示。
图6中LM358为反向放大器，LM324为比较器，PT为保护电路的控制信号(高电平有效)。这里，比较器选择的依据是：由图2中IGBT的驱动栅压VGE与Isc和允许过流时间tsc的关系知，当VGE＝15V时，该器件承受250 A的过流冲击时间仅为5μs。如果在过流开始时，将栅压降低到10V，则承受过流的时间可延长到15μs，并且过流幅值也由原来的250 A下降到100 A。当然，由于VGE的降低，将导致IGBT导通压降升高，这将使管子的瞬时热损耗急剧增大。为了防止热损坏，这个时间应足够短，不允许而引起热损坏。事实上，过流保护电路的整个响应时间通常小于10μs。选用廉价的LM324基本可以满足设计要求，他的具体指标如下：单电源供电，工作电压3～30 V，输入失调电压低于5 mV，输入到输出传输时延5μs，100 dB带宽大于1 MHz。
2．3 实现功能
这里以反向采样电流I2这一支路为例进行说明。
采样电流I2经LM358反向放大后在1脚输出，这里分别记LM358的管脚1，2，3，5，6的电压为V1，V2，V3，V5，V6，从图中显然有V1＝V2＝V6。这里V3为瞬时过流保护控制点，V5为持续过流保护控制点。
当V2＜V3时，即没有过流信号出现，此时比较器1脚，7脚输出高电平，D1，D2截止，控制电路不工作。
当V3＜V2＜V5时，即有瞬时过流信号出现，比较器1脚输出低电平，7脚仍是高电平，D1导通，D2截止，即只有级比较起作用，此时，Q1，Q5导通，LED发光，PT为高电平，启动保护电路。在这种情况下，主回路每瞬时过流一次，LED便亮一下，而后熄灭。也就是说，当过流信号介于比较点V3和V5之间时，可以实现过流一次保护一次的功能。
当V2＞V5时，即有持续过流信号出现(如短路时)，比较器1，7脚为低电平，D1，D2导通，两级比较都起作用，但起决定性作用的还是第2级比较。因为Q2，Q3组成可控硅式结构，当D2导通后，相当于给“可控硅”一个触发信号，Q3马上导通，紧接着Q2也导通，则有LED发光，PT为高电平。此时，即便取样电流I2恢复正常，D1，D2截止，但Q3与Q2仍是导通的，LED一直发光，PT一直处于高电平状态。这也就是说，当过流信号大于短路电流保护控制点V5时，可以实现短路后长期保护的功能。
控制电路中D4的作用是：由于PT外接保护电路，电路中的导线上存在着分布电感，而分布电感上的电流又会反向加在Q2，Q3上，导致Q2，Q3的损坏，故在此加上一个二极管，缓解导线分布电感上电流对开关的冲击。
当检测到瞬时过流信号时，可以通过延时关断一个周期的驱动信号，随后恢复之，进行保护；当检测到短路信号时，可以通过慢降栅压技术［4］来关断IGBT，从而进行保护。对于正向取样电流I1工作原理的分析与反向电流I2相同，在此不加赘述。
2．4 需要注意的问题
(1)电路中要求放大器LM358放大100～200倍，并且他存在失调电压，通常是10mV左右，而待放大的信号也是很微弱的，一般情况下有几十个mV，但不能排除输入信号低于10mV的情况。当这种情况发生时，可以在放大前先给输入信号叠加一个10mV左右的信号以抵消失调电压的影响。如果实际应用中需要稳定性更好、精度更高、放大倍数更大的放大器，则可将LM358换成有正负电源供电的TL082。
(2)在实际应用中，发现比较器LM324的响应速度还是不理想的，对于频率更高，功率更大的脉冲电源，建议使用NJU7119(单电源CMOS比较器，工作电压1．8～5．5V，工作电流100 mA，输出能驱动TTL，CMOS和各种电压电平，输入失调电压低于7 mV，传输延迟时间(tplh/tphl)为160/70ns)或AD53519(双超快电压比较器，有很强的输入保护，输入到输出传输时延300 ps，差分ECL兼容输出，差分锁存控制，3．0dB带宽大于2．5 GHz，输出端上升/下降时间为150 ps)。
(3)Q1和Q3的基极和发射极间的电阻选取很重要，也就是R3和R22的阻值是严格要求的，他们和比较点输出电压(如LM324的1脚和7脚)有密切联系。因为比较器和三极管的供电电压是一样的，而电路要求比较器输出的高电平VH与二极管管压降之和一定要大于Q1和Q3的基极电压VB，即：VH＋VD＞VB，可以根据实际需要来选择R3和R22的大小。
3 实验与结论
在本所自行研制的30kW微弧氧化用正负脉冲电源中，此控制电路起到了很好的监测和控制作用，对于瞬时过流和短路情况的发生，都能给予及时的识别和相应的保护。经过长时间的运行和现场工艺的特殊要求，本设备完全能够应付各种过流现象的产生，确保电源安全可靠工作。
本文介绍的避开检测集电极电位来判断IGBT是否过流的方法，改用直接检测主回路分流器上电流来判断和控制过流，实现电路简单，成本低，可靠性高，动态性能好，已用于脉冲电源的控制单元。